Vlákno názorů k článku
SignalSDR Pro je výkonné softwarově definované rádio (SDR) ve tvaru Raspberry Pi od ITFUN - Ahojte. Toto je veľmi zaujímavý projekt. Avšak niečo...

Pardon oprava ohledně té rotace: to by platilo, pokud by anténa opsala 360* jednou za sekundu. Vám se točí pomaleji, takže chytit odraz stíhá nejspíš v pohodě (nejmíň o řád).

> Pokud správně chápu, pro Vaše potřeby stačí 1x TX a 1x RX.

Ne, všechny současné meteoradary jsou polarimetrické - nezávislý RX chain pro horizontální a vertikální, a v případě solid-state radarů i nezávislé TX chainy. Takže potřebujeme 2x2.

> Resp. RX možná nejlíp I+Q, takže dva kanály

To motáš dva kanály ve smyslu že to umí přijímat dva úplně nezávislé signály, vs. že z těch kanálů leze kvadraturní signál (to potřebuješ v dnešní době v podstatě vždycky).

Zajímavé je, že AD9361 směšuje na nulovou mezifrekvenci a pak tam má opravdu dva ADC - jeden na I a jeden na Q. Oproti tomu RP má normální jednokanálový reálný ADC a IQ se z toho počítá numericky.

Ten přístup s AD9361 má nevýhodu, že na nulové frekvenci je vždycky trochu bordel - přesně jak píšeš, I a Q mají offset, různý gain a nejsou ortogonální, protože nepřesnosti výroby. To se řeší jednak kalibrací (to dělám na TX straně, kde mi ten leak na nulové frekvenci vadí, protože to proleze do vysílání mimo naši frekvenci a neprojde to EMC) - šudlám offsety a zisky I a Q DAC a snažím se ten leak minimalizovat. A jednak to řeším tím, že prostě poslouchám o 2 MHz vedle nuly a pak to filtruju a downsampluju v počítači numericky.

RP přístup (reálné ADC/DAC) má nevýhodu, že si musíš řešit všechny ty Nyquisty a aliasing sám - tj. musíš před tím mít filtry, aby to mělo fakt správně pásmově omezený signál, úplně jak v teoretických učebnicích DSP. Výhoda kromě zaručené kolmosti atd. (protože se I/Q generují až matematicky z těch reálných dat) je, že tyhle ADC bývají typicky rychlejší, takže se nahoní rozlišení/SNR na tom, že se to brutálně oversampluje a pak se to decimuje a filtruje numericky.

> neříkal jste, že máte druhý kanál RX čistě pro detekci WiFi paketů?

To bejvávalo tak v roce 2021 :). V podstatě v prvním prototypu + za covidu nešly koupit rozumné filtry na mezifrekvenci, sehnali jsme jenom nějaký co měl asi 1.5MHz BW, takže se tam ta wifi nevešla. Teď už je to tak, že máme 4MHz BW, z toho 2MHz jsme my a to okolí je ta detekce.

> Ten vlastní RF front-end zní jako krásná analogová práce. Bolesti je třeba jít naproti :-)

Tak my už jsme si předtím užili ten frontend z 433 MHz na 5.6 GHz, takže tady už to nebylo tak hrozné. V podstatě jsme řešili následující výzvy:

- u toho prvního frontendu (na 5.6GHz) jsme měli lokální oscilátor, který fázově šuměl, a výsledek byl, že korelační funkce vycházela blbě (měla sidelobes, navíc s náhodnou fází, takže to nedokázal odstranit ground clutter filtr). To bylo nepříjemné hlavně protože se to blbě ladilo - když to člověk zkoušel na stole tak, že si vysílal přes atenuátor přímo z vysílače do přijímače, tak všechno fungovalo, protože LO je sdílený a ten šum se navzájem odečetl. Problém se projevil až v terénu na vzdálenějších cílech, protože to za tu dobu, co signál letí tam a zpět, stihlo oddriftovat. Následně vyřešeno přechodem na luxusnější PLL.

- SAW filtry mají kapacitu mezi prstíky, takže se to chová jako třeba jako bandpass na těch inzerovaných 433 MHz + highpass od 2 GHz výš. Takže je potřeba za to ještě zapojit lowpass na 1 GHz a pak už je to dobrý.

- cívky mají kapacitu mezi závity, takže se LC lowpass chová jako lowpass třeba na 40 MHz + highpass od 400 MHz výš. Takže je potřeba strategicky kombinovat cívky s velkou indukčností a s malou indukčností se závity daleko od sebe.

> Na směšování se dělají nějaké hotové čipy.

No tak samozřejmě že máme jako normální mixer, to ani nevím jak by se stavělo (z diod a trafíček?).

> postavíte si AGC na míru pro Vaše potřeby

AGC jsme se rozhodli nedělat.

AGC se dá dělat buď v rámci pulzu (aby byly blízké odrazy utlumené a vzdálené zesílené) (tomu se u radaru říká STC), ale tam mě strašili, že to nikdy nedokážu napojit tak, aby to na sebe pasovalo a nebyl tam zub v amplitudě.

Nebo se dá dělat dlouhodobě.

My to děláme tak, že spočítáme power budget tak aby tam všude byla pár dB rezerva, pak to postavíme, a pak vezmeme analyzátor a na pár míst dáme normálně šroubovací 0-3dB atenuátory aby se to srovnalo.

> V jednom videjku jste o superhetech říkal, že na vstupu směšovače je potřeba nějaká poměrně vysoká minimální úroveň... toto předpokládám neplatí pro RX směr?

Platí to i pro RX, LO vstup směšovače musí být vždy kolem 10dBm aby to směšovalo. To už je v pohodě, jakmile se v tom umí trochu chodit, jenom na začátku to byla bariéra :)

RX a TX vypadá vlastně dost stejně a i (maximální) úrovně jsou podobné, protože ze směšovače typicky leze nejvíc tak maximálně 0dBm. Na TX se to pak tedy zesiluje od této úrovně (tj. je tam třeba 70dB zisk - takže ty první stupně musí být dobře stíněné).

> tzn. při dosahu třeba 300 km řádově necelý stupeň úhlový na každý "ping"

Je to horší: aby alespoň nějak fungoval Doppler, tak potřebuješ teoreticky dva vzorky z každého směru (a porovnat mezi nimi fázi -- myšlenka je, že když se ta věc třeba přiblížila, tak se mezi radar a věc vejde menší (obecně neceločíselný) počet vlnových délek, takže to přijde s jinou fází), v praxi víc, protože stagger (pulzy se sází nerovnoměrně od sebe, protože ten Doppler má tendenci aliasovat - tak to na nějakých intervalech aliasuje a na nějakých jiných ne).

Jenže tím jak se anténa otáčí, tak to s každým pulzem nabere trochu jinou část cíle. Výsledkem je něco jako nejistota/intrin­sický Doppler způsobený otáčením. Pro běžné parametry se bavíme o rozptylu řádově 0.5m/s; čím rychlejší otáčení, tím horší.

No a pak jsou tady proměnné pro jejichž měření je potřeba nabrat toho z každého směru mnohem víc (typicky 32-64):

- vůbec aby fungoval declutter (tj. odstranění cílů s nulovou frekvencí) - to se dělá tak, že se vezme pro každý range bin těch 32 vzorků, spočítá se FFT (nebo nějaký fit polynomem, nebo se vygeneruje filtr, který maže nulovou frekvenci), smaže se nulová frekvence a IFFT zpátky.

- proměnná doppler spectrum width: můžeš si to představit tak, že změříš těch 32 vzorků a dostaneš 32 (nebo teda jako 31, protože to je vždycky rozdíl proti předchozímu, ale to je jedno) názorů na to jaká je teda rychlost cíle (ve skutečnosti spočítáš FFT jako v předchozím případě, ale to se asi špatně představuje). Pokud jsou cíl nudné kapičky v laminárním proudění, tak budou všechny rychlosti stejné. Pokud je tam turbulence a mele se to tam, tak budou ty rychlosti rozdílné. Pokud je to věc s vrtulemi (větrná elektrárna, letadlo, vrtulník), tak tam bude vidět, jak vrtule jdou od tebe/k tobě.

Čili tohle se u počasí používá na měření turbulence a u letadel na odhad typu letadla.

- proměnná korelační koeficient mezi polarizacema. Vezmeš těch 32 vzorků pro horizontální a pro vertikální polarizaci a spočítáš jejich korelaci (naivně jako z učebnice statistiky, pokročile nějak normalizovanou). To ti říká, jak moc se ty polarizace vyvíjejí v čase stejně. Pokud jsou tam opět nějaké nudné kapičky, tak je to furt stejné (a korelace bude skoro 1). Pokud je tam hmyz, který mává křidélky alespoň na ~20Hz (typický dwell time je tak 50ms), tak má křídla chvíli horizontálně, chvíli 45°, chvíli vertikálně, a ty polarizace se tedy vyvíjejí výrazně odlišně a jejich korelace bude nízká.

Pak tam je nějaká věc které nerozumím a souvisí to s fyzikou atmosféry, ale led obalený ve vodě (=tající kroupy/tající sníh) má taky korelaci nízkou a kouř má taky korelaci nízkou. A chaff (hliníkové pásky, které sypou vojenská letadla, aby udělaly bordel na radaru) celkem taky.

Tohle může vypadat triviálně, ale v některých zemích (i třeba Austrálie) občas povstane fakt intenzivní mračno hmyzu. A taky tam armáda dělá cvičení s chaffem.

No, celkově, chceš nabrat 40 vzorků z každého stupně, takže ~15k na otočku, průměrná opakovací frekvence je 500 Hz, takže otočka trvá 30 sekund. Typicky na nejnižších elevacích děláš tohle 2-3 RPM, na vyšších pak máš rychlejší točení a vyšší opakovačku, protože nepotřebuješ tak velký dosah (paprsek vyleze z troposféry).

Jo a pak ještě existuje range unfolding: každý pulz vysíláš s pseudonáhodnou fází, tj. při vysílání nějakou fázi přičteš a při příjmu ji zase odečteš. Takže věci co přišly ještě z předchozího pulzu mají nekorelovanou fázi k tomu současnému a vyprůměrují se do nuly (do šumu). To je second trip suppression. A pak se dá ještě dělat second trip recovery, kdy si vyrobíš jakoby druhý pulz vzniklý tak, že jsi od něj odečetl tu _předchozí_ fázi. Takže současný pulz je s ním nekoherentní a naopak ten předchozí je koherentní. A napojíš to za sebe.

29. 12. 2024, 17:43 editováno autorem komentáře

Díky za masakr odpověď :-)

Aha... :-O LO +10 dBmW na nějakých 5.2 GHz, tzn. prakticky jako výkonový konec wifi TX, navíc aby to bylo čisté... no mňam. Myslím poměrně velký rozkmit, napěťově 0.7V AC ef. @50 Ohm nebo 1V AC ef. @100 Ohm. Přecejen na "mně bližších" 1.575 GHz je to mnohem snáz představitelné :-)
Potvrzuju, že jsem těch cca +10 dBmW jako požadavek na LO našel v několika datasheetech. Asi aby to "nelinearizovalo" (intermodulovalo) jak se patří.

Brát I a Q dvěma ADC by se dalo, pokud budou mít navzájem synchronní vzorkování a ty dvě komplexní složky (I+Q) polezou z kvadraturního výstupu směšovače (vlastně dva paralelní směšovače, kterým pootočíte fázi LO o 90°). S tímto uspořádáním má smysl směšovat "na nulový ofset", protože komplexní výstup směšovače umí podat informaci o "záporné frekvenci". FFT bere jako vstup buffer komplexních čísel (komplexních vzorků v časové doméně) a vyrobí na výstupu buffer komplexních vzorků ve frekvenční doméně. Pokud ale druhou MF vyrobíte smísením s přiměřeným ofsetem LO (pro Vás zřejmě vyhovuje pár MHz vedle jak říkáte), stačí nacpat do vstupního bufferu FFT jenom jednu složku (říkejme jí reálná), druhou komplexně sdruženou necháte v nule, a na výstupu přesto dostanete I+Q = vlastně fázor pro každý frekvenční bin. Akorát půlku binů můžete zahodit, protože tuším vyjdou navzájem zrcadlové (vlastně tím vzniká ta Nyquistova poučka o šířce pásma = 1/2 Fs). A jestli kecám, tak jenom trochu :-)

Kruhový směšovač (čtyřkvadrantový násobič) na frekvenci v desítkách či stovkách MHz by se asi případně dal postavit z tranzistorů, základní schéma tuším obsahuje např. free kniha "Designing Analog Chips", autorem je nebožtík Hans Camenzind. Ale je jistě pitomost to stavět ze základních součástek, když jsou na to čipy a jsou relativně širokopásmové. Mezi mixer čipy specifikovanými do 6 GHz jsem rychlým googlem potkal jediný, který má v datasheetu uvedeno vnitřní schéma: IAM-91563 od Agilentu (zastaralý) - je tam vidět "nevyvážené" zapojení asi s pěti GaAs PHEMT FETy. A je to exot taky v tom ohledu, že chce na LO vstupu jenom -5 dBmW.

Za starých časů v analogové doméně se na mikrovlnách využívalo tuším vlastností vhodné diody (její nelinearity) - zřejmě stačí jediná, je třeba ji jenom vhodně "stejnosměrně pootevřít". Viděl jsem taky moduly "pasivního směšovače", kde na ekvivalentním schématu byly vidět dvě trafa a graetz z mikrovlnných diod :-) Ty trafa by asi na 5 GHz nechodily...

WiFi rádia údajně "vzorkují o MF mimo" a směšování emulují nyquistovským aliasingem - počítám, že tak nějak by mohly fungovat ty širokopásmové radarové přijímače od TI (šilhám na AFE8010).